载波调制和基带调制（通信调制方式-AM）
载波调制和基带调制（通信调制方式-AM）在实际应用中，对于上面所述的DSB-AM，在接收端我们通过特别简单的解调电路就可以对发射端发射的消息信号进行恢复。对于DSB-AM其解调电路如下所示：通过仿真结果同样可以看出，常规DSB-AM后，调制后信号的频谱中不但包含了消息信号的频谱同时也包含了3.5KHz处的载波信号，那么我们直观上也能发现常规DSB-AB的缺点，那就是调制过程的能效比不高，因为我们关心的只有消息信号本身，固传送载波信号肯定会导致天线发射功率的浪费。那么现实中为什么我们还要这么做呢？这其实是和解调机制相关（包络检波器或非相关解调）。其具体调制原理图如下所示：那么调制后信号的频谱为：可以看到调制后信号的频谱分量中，既有消息信号又包含载波信号的频谱。我们通过仿真实例来看一下常规调幅过程；定义信号m(t)由2个频率为500Hz和600Hz正弦信号组成，且其幅度分别为1和0.5，且上图所示的直流信号A0为2，当我们通过常规A
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调制在通信系统中的作用至关重要。广义的调制分为基带调制和带通调制（也称载波调制）。在无线通信中和其他大多数场合，调制一般均指载波调制。调制信号是指来自信源的消息信号（基带信号），这些信号可以是模拟的，也可以是数字的。调制方式有很多。根据调制信号是模拟信号还是数字信号，载波是连续波（通常是正弦波）还是脉冲序列，相应的调制方式有模拟连续波调制（简称模拟调制）、数字连续波调制（简称数字调制）、模拟脉冲调制和数字脉冲调制等。
1、DSB- AM1.1、常规双边带幅度调制所谓幅度调制就是载波信号的幅度随调制信号变化而变化。
具体定义如下式，其中m(t)称为消息信号，而fc是载波频率，则幅度调制后的信号为，其中（abs(m(t))/A0 称为调制指数）：
其具体调制原理图如下所示：
那么调制后信号的频谱为：
可以看到调制后信号的频谱分量中，既有消息信号又包含载波信号的频谱。我们通过仿真实例来看一下常规调幅过程；定义信号m(t)由2个频率为500Hz和600Hz正弦信号组成，且其幅度分别为1和0.5，且上图所示的直流信号A0为2，当我们通过常规AM将m(t)调制到fc=3.5KHz的频率上，通过仿真软件观察AM调制结果。
通过仿真结果同样可以看出，常规DSB-AM后，调制后信号的频谱中不但包含了消息信号的频谱同时也包含了3.5KHz处的载波信号，那么我们直观上也能发现常规DSB-AB的缺点，那就是调制过程的能效比不高，因为我们关心的只有消息信号本身，固传送载波信号肯定会导致天线发射功率的浪费。那么现实中为什么我们还要这么做呢？这其实是和解调机制相关（包络检波器或非相关解调）。
在实际应用中，对于上面所述的DSB-AM，在接收端我们通过特别简单的解调电路就可以对发射端发射的消息信号进行恢复。对于DSB-AM其解调电路如下所示：
其中在实际电路中包络检波器可以利用一个二极管和电容构成，低通滤波器也可以利用简单的RC网络去搭建，去DC电路同样可以通过电容实现，固DSB-AM虽然有能效比的缺点，但是之所以还会存在就是因为其接收机电路简单，成本低廉。
- [左上]在上面的所讨论DSB-AM分析中，我们分析的前提是上面说的的调制指数需要小于1，如果调制指数大于1，那么就会出现过调幅的现象，同样对于上述的仿真条件，当我们把输入的直流量A0赋值为1时，进行同样仿真，将会看到在下图所示的绿色框图处，调制信号的包络将不能正确表示消息信号本身，那么利用上述的接收机电路进行恢复肯定会出现接收错误（对于这种过调幅调制需要改变接收机方案采样相关接收）。
为了提高AM过程中的能效比，在实际调制过程中，我们可以对载波进行抑制，即发射的调制信号为：
因此，我们同样可以使用傅里叶变换的调制定理来计算 f(t) 的变换为：
F(f)=1/2[M(fc-f) M(f fc)]
以1.1节仿真为例，让我们来查看DSBSC信号及其频谱的示例。
- 定义信号m(t)由2个频率为500Hz和600Hz的正弦信号组成，且其幅度分别为1和0.5，当我们通过AM将m(t)调制到fc=3.5KHz的频率上，通过仿真软件观察AM结果。
从仿真得到调制后信号的时域结果如下，可以看到调制后载波信号的幅度的包络图随调制信号m(n)一致，且调制后调制信号的频谱被搬移到了f fc和fc-f处，单与常规DSB幅度调制不同的是调制信号的频谱中没有位于3.5KHz处的载波分量，故DSBSC与常规DSB相比在电路固定的发射功率情况下，其能够发射的消息信号的功率一定更大，那么这一优点对于接收机而言肯定是有利的。
[左上]对于抑制载波的DSBSC-AM调制，其接收机的解调过程，肯定不能通过1.1.1节中讲述的非相干接收进行解调处理，因为对于DSBSC调制来说，其调制信号的包络已经不能反映真实的消息信号本身，这个时候我们需要采取同步检波即相关接收，所谓的同步检波器其原理非常简单，具体原理框图见下图所示：
对于上面描述的仿真条件，其经过上图所示的同步检波器后，得到的消息信号如下图所示：
[左上]DSBSC-AM调制与上面讲的常规DSB-AM调制相比虽然发送端少了载波分量，但是对于接收端的实现来说由于其需要同步检波器，所以接收机本振信号的本地载波恢复精度与解调结果强相关，如果接收支路的本振信号不能与发射端的载波信号保持同频同相，将会在接收端引起解调失真。
1.3、单边带幅度调制（SSB-AM)对于DSBSC-AM调制系统来说，其虽然在发射端对载波进行了抑制，但是从其调制后的频谱我们可以看到其发射消息信号所需的带宽是信号实际带宽的2倍（消息信号的正负频带在调制过程中都进行了搬移），在实际应用中因为信号的正负频带包含了相同的信息，固如果我们能够在发射过程中只对消息信号的正频谱量进行调制，那就能增加通信系统的频谱利用率。这个过程就是所谓的单边带幅度调制（SSB）。
单边带 (SSB) 调制类似于 DSB 调制，但它不使用整个频谱，而是使用滤波器来选择下边带或上边带。下边带或上边带的选择分别产生下边带 (LSB) 或上边带 (USB) 调制。有两种方法可以消除其中一个边带，一种是滤波器方法，另一种是定相方法。由于需要严格的滤波器，对上边带或下边带进行选择性滤波的过程很困难，尤其是当信号内容接近 DC 时。这里我们以定相方法进行SSB调制讨论。
考虑到SSB要抑制一个边带频谱，我们就可以直接考虑之前帖子《解析信号与希尔伯特变换的关系》里讨论的，通过对消息信号进行希尔伯特变换，就能进行下边带的抑制。
通过上面分析我们可以将消息信号先进行希尔伯特变换得到其解析信号，然后将得到的单边带信号调制到一个载波上即可，具体原理实现方案如下图所示：
在上面的仿真条件下，重新在仿真环境中观察SSB调制，得到调制后信号频谱如下图所示：
如上图所示，我们的信号已调制到新中心频率 f0，但没有创建频率对组，即它产生了上边带。
上面的实现原理框图中，我们看到涉及到复指数信号相乘，在实际中我们怎么快速实现SSB调制，可以采取下面的方法，根据前面分析我们知道SSB调制后信号可以表示为：
根据上式我们将得到一种实现SSB调制的高效方法，其不需要进行复指数相乘以及求解实部的操作，而是通过下面的框图实现：
上面的SSB调制框图中，我们需要对输入的消息信号x(t)进行希尔伯特变换，然后调制两个信号，但是还需要特别注意的是，在实际中理想的希尔伯特变换是不存在的，我们可以使用fir滤波器对理想希尔伯特变换进行逼近，固实际上上图所示的希尔伯特变换实际上是一个逼近型的FIR滤波器（该FIR滤波器的幅频响应需要在整个带宽内恒为1）。
[左上]对于 FIR Hilbert 变换器，我们将使用奇数长度滤波器，它在计算上比偶数长度滤波器更高效。尽管偶数长度滤波器的通带误差较小。奇数长度滤波器能更节省计算资源，是因为这些滤波器具有几个零值系数。此外，使用奇数长度滤波器需要移位一个整数时间延迟，而偶数长度滤波器需要移位一个小数时间延迟。对于奇数长度滤波器，Hilbert 变换器的幅值响应在 w=0 和 w=π 处为零。对于偶数长度滤波器，幅值响应不必在 π 处为 0，因此它们具有更高的带宽。对于奇数长度滤波器，有用带宽限制为:0<w<pi。
这里使用一个阶数为31阶，过渡带带宽为0.1的FIR滤波器，其幅频响应如下图所示：
将上图的FIR滤波器应用到上图所示的SSB调制系统中，可以得到调制后的SSB发射频谱如下图所示：
如上图所示，经过上面的调制后，消息信号的两个频谱分量被调制到3.5KHz的载波上，且只有上边带。SSB 调制方式在传送消息时，不但功率利用率高，而且它所占用频带比 AM 和 DSB 减少了一半， 频带利用充分，目前这对于波道特别拥挤的短波通信 是有利的，已成为短波通信中一种重要的调制方式。
同样该SSB系统的解调也需要同步检波器进行恢复，这里不再赘述。
