译码器设计组合逻辑电路的方法（集成功率解耦电路的PFC）

译码器设计组合逻辑电路的方法（集成功率解耦电路的PFC）理想情况下，直流侧输出电压为恒定直流量，但在实际工况下，解耦电路并不能完全补偿脉动功率，造成加入解耦电路后的变换器输出电压中除了含有恒定的直流量外仍然包括一定的高次谐波分量，此时输出滤波电容Co的主要作用是滤除高频纹波。式中：Vin为输入电压幅值，Iin为输入电流幅值，ω为输入电压角频率，θ为任意相角。1 集成功率解耦电路的PFC AC/DC变换器拓扑及工作原理分析集成功率解耦电路的PFC AC/DC变换器拓扑如图1所示，由以BOOST电路为主体的PFC AC/DC变换器和以双向全桥结构构成的功率解耦电路两部分组成[9]。鉴于PFC AC/DC变换器电感Ls对于二倍工频脉动功率影响较小，在忽略功率器件开关损耗的条件下，假设电路输入功率等于输出功率，输入电流功率因数为1，则输出功率中二倍频脉动功率分量pripple(t)为：

能源问题已成为当今世界发展的主要问题之一，随着经济的不断发展，电动汽车由于经济环保性，其相关技术已成为研究热点^[1]。车载充电机前级由PFC AC/DC变换器组成，在单位功率因数下，其直流侧输出功率包含直流分量与二倍工频脉动分量，脉动功率直接影响变换器性能以及系统稳定性^[2]；另外，脉动功率易导致PFC AC/DC变换器直流侧输出电压、输出电流产生持续振荡，而电流持续振荡又会造成电池内部过热等问题，降低电池使用寿命^[3]，直接影响系统的安全可靠运行。为了避免PFC AC/DC变换器直流侧输出电压、输出电流持续振荡现象的出现，通常在变换器输出直流母线侧并联大容量电解电容组成滤波电路吸收二倍工频脉动功率，使负载获得所需的直流功率。但是，相比于充电机中的其他电子器件，电解电容使用寿命较短，特别是在高温等恶劣工况下，其使用寿命会进一步降低，从而导致PFC AC/DC变换器失效。

为了增加变换器的可靠性，文献[4]提出采用薄膜电容代替电解电容的解决方案。但在相同体积下，薄膜电容的容量远小于电解电容，因此会造成变换器输出电压二次纹波增大。为了实现在采用薄膜电容的同时降低直流侧二次电压纹波，文献[5]提出外加电路的方法。

此外，单相PFC AC/DC变换器本身的非线性特性以及在实际应用中系统参数的内外部扰动造成系统无法实时建立准确的数学模型，文献[6]提出基于无模型非线性功率控制方法，摆脱了控制器对变换器参数的依赖，在克服系统内外部干扰和测量噪声的同时提高了系统的动静态特性与鲁棒性。

为此，本文首先给出集成功率解耦电路的PFC AC/DC变换器主拓扑并分析其工作原理，完成其关键元器件参数设计与选型，再针对PFC AC/DC变换器，设计无模型功率控制器，同时，针对功率解耦电路设计改进的PR控制器，旨在给出一体化的系统解决方案，抑制其输出电压的二次纹波，兼顾系统控制性能、鲁棒性能的有效提升及系统的安全可靠运行^[7-8]。在系统解决方案分析研究与仿真验证的基础上，设计并制作一台700 W功率等级的集成功率解耦电路的PFC AC/DC变换器实验样机，基于dSPACE 1007搭建样机测试系统，验证所提出的系统解决方案的可行性及有效性。

1 集成功率解耦电路的PFC AC/DC变换器拓扑及工作原理分析

集成功率解耦电路的PFC AC/DC变换器拓扑如图1所示，由以BOOST电路为主体的PFC AC/DC变换器和以双向全桥结构构成的功率解耦电路两部分组成^[9]。

鉴于PFC AC/DC变换器电感L_s对于二倍工频脉动功率影响较小，在忽略功率器件开关损耗的条件下，假设电路输入功率等于输出功率，输入电流功率因数为1，则输出功率中二倍频脉动功率分量p_ripple(t)为：

式中：V_in为输入电压幅值，I_in为输入电流幅值，ω为输入电压角频率，θ为任意相角。

理想情况下，直流侧输出电压为恒定直流量，但在实际工况下，解耦电路并不能完全补偿脉动功率，造成加入解耦电路后的变换器输出电压中除了含有恒定的直流量外仍然包括一定的高次谐波分量，此时输出滤波电容C_o的主要作用是滤除高频纹波。

2 集成功率解耦电路的PFC AC/DC变换器的控制

对集成功率解耦电路的PFC AC/DC变换器实施独立控制，分为PFC AC/DC的控制和功率解耦电路的控制两部分，系统控制结构图如图2所示。

PFC AC/DC变换器采用无模型非线性功率控制^[6]，兼顾提高系统的动静态性能及鲁棒性。

对于功率解耦电路，设计PR控制器，控制功率解耦电路中电容C_d端电压实现对电容电压参考值的准确跟踪，达到脉动功率解耦目的。

为设计匹配的PR控制器，需基于全桥功率解耦电路的工作状态分析，建立功率解耦电路的电路模型。全桥功率解耦电路可分为两种工作状态，即电容C_d充电状态与放电状态，由于在两种状态下电路的工作过程对称，仅以充电状态为例予以分析，在一个周期T_s内，令Q1的占空比为d，在[0，dT_s]期间，开关Q1、Q4开通，输出电压v_o向电容C_d充电，电感L_d储能；在[dT_s，T_s]期间，开关Q2、Q3开通，电感L_d通过Q2、Q3的反并联二极管向电容C_d充电。

[0，dT_s]期间，全桥功率解耦电路动态方程为：

理想情况下，功率解耦电路可以完全消除直流侧的电压纹波，则输出电压可视为恒定直流量V_o，上式又可写为：

在式（8）中代入设计的电路参数，可得其开环传递函数的幅相曲线如图3所示，分析可知在LC谐振频率附近其相位特性接近-180°，直接采用PR控制，系统相位裕度不足，将导致系统不稳定运行，故对传统PR控制器实施改进，通过在控制器中引入适当的零极点以改善系统的相位裕度，旨在保证闭环系统稳定的前提下实现电压环的零稳态误差跟踪，改进后的PR控制器传递函数表达式为：

3 系统实验

基于dSPACE 1007平台搭建了一台700 W功率等级的集成功率解耦电路的PFC AC/DC变换器实验测试系统，实验参数如表1所示。

图4所示为功率700 W时变换器输出电压波形，输出电压纹波峰峰值约为10 V，仅为输出电压的4.2%。实验结果证实了集成功率解耦电路能够按照设计预期，吸收直流侧大部分脉动功率。

图5所示为在700 W负载条件下，集成功率解耦电路的PFC AC/DC变换器经整流桥后的输入电压、输入电流波形，输入电流能够实现对输入电压的很好跟踪，达到了功率因数校正的目的。

在0.05 s时负载功率由400W突变为700 W，图6为变换器输入电压和输入电流动态，图7为输出电压动态，输入电流在一个周期内即达到稳态，输出电压在0.02 s内达到稳态且无超调，实验结果揭示出在负载突变情况下系统仍然拥有快速动态性能与强鲁棒性。

图8所示为在0.05 s负载功率由400 W突变为700 W时，解耦电容电压与参考电压动态。实验结果证实了当负载功率突变时，解耦电容电压能够实现对其参考电压的准确跟踪，表明改进的PR控制器能够使功率解耦电路拥有良好动静态特性。

4 结论

为了实现电动汽车车载充电器前级PFC AC/DC变换器系统控制性能、鲁棒性提升及安全可靠运行的研究目标，本文提出了集成功率解耦电路PFC AC/DC变换器的一体化系统解决方案，该方案由集成功率解耦电路的PFC AC/DC变换器拓扑选择、关键参数设计，基于PFC AC/DC变换器超局部模型的无模型非线性功率控制，基于功率解耦电路数学模型的改进PR 控制核心部分组成。设计并制作了一台700 W功率等级的集成功率解耦电路的PFC AC/DC变换器实验样机，基于dSPACE 1007搭建了样机测试系统，系统实验结果证实了所提出的集成功率解耦电路PFC AC/DC变换器系统解决方案能够有效抑制其输出电压二次纹波，提升系统控制性能及鲁棒性，实现系统的安全可靠运行。

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作者信息:

曾燊杰，李红梅，张恒果，崔 超

（合肥工业大学 电气与自动化工程学院，安徽 合肥230009）