可调直流电源60v（低压直流电源）
可调直流电源60v（低压直流电源）图四 MP2315S功能框图图三为3.3V同步降压电源，其中C1、C2为输入滤波电容，C3是内部LDO的去耦电容；C4为自举电容，经R2与内部升压调整器构成自举升压电路，产生高侧MOSFET浮动驱动电压；R4、R5是输出反馈分压器，改变R4、R5即可改变输出电压，R3、R4、R5构成T型网络，与内部运放的补偿电容共同设定环路带宽；C7用于稳定反馈电压;L1、C5、C6构成BUCK主电路所需的电感、电容。图四为芯片内部功能框图，供理解参考。 图二 MOS管续流同步控制原理图先看图二(b)，通常使用NMOS时，电流都是从D极流向S极，D极电位高于S极，作为同步整流管使用时，电流从S流向D，等效为内部寄生二极管，但仅为形式上的等效，在需要寄生二极管导通续流时，此刻同步给Q2施加控制电压Ugs ，由于低压MOS管的导通电阻很低，导通压降很小，会短路掉寄生二极管，实际上寄生二极管并未开通。例如，Q2
电力MOSFET都是通过增加N-漂移区的厚度来提高工作电压，但由此也带来通态电阻的增大，当电流比较大时，管压降和损耗会明显加大，因此MOSFET特别适合高频低压场合，低压MOS管不必增加或加厚N-漂移区，通态电阻可以做到非常小，接近1毫欧水平。 现在板载低压直流电源，如3.3V电源、5V电源，一般都是通过降压斩波电路或低压差线性稳压电路（LDO）获得，斩波电路的效率更高，发热量更小。斩波全控开关多采用低阻MOS管，控制方式多采用PWM方式，即保持周期T不变，通过改变占空比D对输出电压平均值Uo=D*E进行调节，其功能相当于是直流变压器。为简化电路设计，常采用集成的DC-DC转换器，其中包含脉冲控制电路、保护电路及斩波开关，而斩波电路需要的电感、大电容及反馈电路因无法集成而必须外接。
电感和电容作为常用的储能元件，电感的能量为1/2L*i^2 其能量体现在电流上，具有维持电流不变的作用，其阻碍电流变化是依靠自身反电势来实现的，在斩波电路中，电流是不允许突变的，如强行断开，电感上的电压u=L*di/dt会很高，会击穿与之相连的低压元件，为保持电流连续而不致突变，续流二极管等元件是必须的; 电容的能量为1/2C*u^2 ，其能量体现在其两端电压上，具有维持电压不变的作用，对容量较大的电容，也不允许 电压突变，否则会在电路中引起很大的电流i=C*du/dt，使过流保护电路动作。在DC-DC直接变流电路中，都是将L、C结合起来使用，形成互补效应，以发挥各自特点。
图一 降压斩波原理图
图一(a)所示的BUCK斩波主电路中，全控开关Q1和不可控的肖特基二极管(SBD)均工作于开关状态，为减小电感、电容的容量和体积，同时使电感中电流连续，减小输出纹波，开关的工作频率都设定的比较高，一般在500KHz~1.5MHz之间。全控器件要用开关速度很快的MOS管，不可控器件可采用反向恢复时间短、导通压降低的SBD，不能用普通二极管来承担电感的续流任务。 对于直流电源，总希望输出电压Uo稳定且纹波小，常规手段是在输出端并联比较大的电容，但如果不加限流元件，在Q1导通、电压突变时，电容就会引起很大的电流i=C*du/dt，电阻是耗能元件，不能用电阻来限流，只能用电感来限流；在Q1断开、电流突变时，电感会产生高压u=L*di/dt，必须有续流限压元件，图一(a)采用SBD续流，加上限流电感后，Q1导通时，经电感限制，电流线性上升，上升率di/dt=(E-Uo)/L；Q1断开时，经D1续流，电流线性减小，下降率为di/dt=-Uo/L 完美解决了电容引起的电流过大和电感引起的电压过高问题。 纹波电压是纹波电流在电容等效串联电阻(ESR)上的压降引起的。在电感一定时，频率越高，纹波电流越小，输出的纹波电压就越小；电容量一定时，ESR越小，纹波电压也越小；同种类电容，容值越大，ESR越小；对于同容量的钽电容和铝电解电容，钽电容的ESR远小于铝电解电容。 图一(a)中的斩波开关Q1使用了NMOS，可以看出，Q1导通，其源极S电位为15V，而Q1关断、D1导通续流时，S极电位又接近0V，即源极电位是浮动的，驱动电压Ugs也必须随之改变，增加了驱动电路的复杂性。因此主电路开关管常采用PMOS，使源极电位固定，如图一(b)所示，其中的Q2为NMOS，构成反相器，用于驱动主电路中的PMOS开关管。增加反相器后，就可以用TTL电平脉冲Vp来控制Q1_P的通断。Vp为低电平时，反相器输出高电平，PMOS关断;Vp为高电平时，反相器输出低电平，PMOS控制电压Ugs为足够大的负值，PMOS导通。 图一(b)中的D2续流开关，尽管采用了低压降的SBD，但其功耗和发热还是不能忽视的，例如，若流过D2的电流为2A，此时导通压降为0.5V，则耗散功率为1W，对于以电池供电，对功耗和发热有严格要求的电路来说，也是不允许的。此时可以用低导通电阻的MOS管来代替续流二极管，使用同步整流概念来提高电源效率，如图二电路所示。
图二 MOS管续流同步控制原理图
先看图二(b)，通常使用NMOS时，电流都是从D极流向S极，D极电位高于S极，作为同步整流管使用时，电流从S流向D，等效为内部寄生二极管，但仅为形式上的等效，在需要寄生二极管导通续流时，此刻同步给Q2施加控制电压Ugs ，由于低压MOS管的导通电阻很低，导通压降很小，会短路掉寄生二极管，实际上寄生二极管并未开通。例如，Q2导通电阻为50毫欧，流过电流为3A，则Q2导通压降为0.15V，寄生二极管不会导通，导通功耗远小于使用SBD 。 图二(a)所示同步降低主电路中，由于高侧管Q1的源极电位是浮动的，且要在Q1关断时，同步控制Q2开通续流，脉冲控制电路是比较复杂的，设计电源时，一般优先采用转换器芯片，外接电感、滤波电容、电压自举电容及反馈电阻。自举电容就是为了解决高侧MOS管源极电位浮动问题，可将自举电容看成电池，其两端电位差一定，在S极电位升高时，G极电位随着抬升，由芯片驱动电路控制高侧斩波开关和低侧续流开关交替导通。 图三即为基于同步转换芯片的降压电源。
图三 3.3V直流降压电源
图三为3.3V同步降压电源，其中C1、C2为输入滤波电容，C3是内部LDO的去耦电容；C4为自举电容，经R2与内部升压调整器构成自举升压电路，产生高侧MOSFET浮动驱动电压；R4、R5是输出反馈分压器，改变R4、R5即可改变输出电压，R3、R4、R5构成T型网络，与内部运放的补偿电容共同设定环路带宽；C7用于稳定反馈电压;L1、C5、C6构成BUCK主电路所需的电感、电容。图四为芯片内部功能框图，供理解参考。
图四 MP2315S功能框图
