pwm整流器及其控制需要什么基础（一种改进型三相PWM整流器及控制策略的研究）

pwm整流器及其控制需要什么基础（一种改进型三相PWM整流器及控制策略的研究）改进型整流器工作在3种工作模态，分别为三相不控整流模态、三相可控整流模态、保护模态。图2为三相PWM整流器3种工作模式下开关管的驱动脉冲波形和与之对应的输出电压Vdc的波形。1.2 改进型三相PWM整流器工作模式1.1 三相PWM整流器主电路设计本文在传统三相六开关整流器研究的基础上，提出了一种改进型三相PWM整流器，如图1所示。本文所提出的三相整流器是在传统三相六开关PWM整流器的基础上添加了开关管Q7、Q8和电阻RS，在高压大功率的场合下一般选用IGBT作为开关管。

0 引言

高压直流电源有着广泛的应用领域。三相不控整流器是高压直流电源的重要组成部分^[1]。高压电源系统在使用传统的三相不控整流器时会出现以下问题：(1)三相不控整流器和后级逆变器中高频开关器件的使用对电网造成了严重的谐波污染；(2)三相不控整流器输出电压不可调，使得高压电源后级输出电压不能够较大范围调节；(3)当高压电源系统需要反复重启时，如静电除尘用高压电源^[2]，重启时三相整流器解耦电容中仍有较高电压，对电源的后续重启产生安全隐患。

为了解决上述问题，近年来提出了许多新型三相PWM整流器及其改进方法。文献[3]采用六开关拓扑结构的三相整流器，能够获得较高的功率因数，但其不能进行输出电压的调节。文献[4]实现了使输出电压调节在一个更宽的输入电压范围，但整流器输出电压必须大于输入电压，不能够实现降压调节。文献[5]提高了整流器的功率因数，但整流器直流侧输出电压必须低于输入电压，不能在较大范围内进行调压。

本文在传统的三相六开关整流器的研究基础上，提出了一种改进型三相PWM整流器。本文所设计的三相PWM整流器通过添加1个开关管实现了可控软启动，启动后通过预测电流空间电压矢量脉宽调制技术（SVPWM）^[6]，网测实现了高的功率因数并且进一步拓宽输出电压调控范围。设计了新型的保护回路，触发保护后使解耦电容的电压快速降为零，使得高压电源下一次启动安全，支持电源系统反复重启（如静电除尘器用高压直流电源）。

1.1 三相PWM整流器主电路设计

本文在传统三相六开关整流器研究的基础上，提出了一种改进型三相PWM整流器，如图1所示。

本文所提出的三相整流器是在传统三相六开关PWM整流器的基础上添加了开关管Q₇、Q₈和电阻R_S，在高压大功率的场合下一般选用IGBT作为开关管。

1.2 改进型三相PWM整流器工作模式

改进型整流器工作在3种工作模态，分别为三相不控整流模态、三相可控整流模态、保护模态。图2为三相PWM整流器3种工作模式下开关管的驱动脉冲波形和与之对应的输出电压V_dc的波形。

在启动过程中，在前级加入软启电路的同时，保持开关管Q₁~Q₆及Q₈一直处于关断状态，三相整流器通过寄生二极管工作，整流器工作在三相不控整流模态，固定开关管Q₇的开关频率，通过缓慢增加Q₇的导通时间来实现直流母线电压V_dc缓慢增加。这个间断没有进行功率因数校正，由于整流器工作在低电压轻负载状态，且时间短暂，并不会给电网造成一定的污染。

当输出电压达到预设电压时，Q₇切换到常开状态，同时保持开关管Q₁~Q₆开始工作，整流器进入三相可控整流模态，开始进行功率因数校正，避免了对电网造成污染。闭环控制直流母线电压V_dc继续缓慢增长，直到达到预设的额定输出电压。整流器的额定功率设计在这个模态。

当负载突变，电流i_o急剧增大，超过设定的保护值时，触发进入保护模态，后级逆变器被锁死，此时关断开关管Q₁~Q₇，同时开通开关管Q₈解耦电容对电阻R_S进行快速放电，避免重新启动高压电源时因电解电容C_o上储存的电能没有释放而造成意外风险。

1.3 改进型三相PWM整流器软启动分析

传统的软启动是一种硬件软启动，完成电路的参数设计后，启动时间也随之确定，不能够灵活地对启动时间进行调节。传统软启动电路是通过在每相串联软启动电阻和并联软启动继电器实现的，软启动电路变得复杂。

本文设计的改进型三相PWM整理器是通过在直流母线上增加开关管Q7来实现软启动的，是一种可控的软件软启动，相比传统的软启动，本文的软启动控制灵活，可根据实际应用情况，通过软件程序实现灵活多变的软启动方式。且相比于传统软启动电路，本文的软启动拓扑结构相对简单。

开关管Q₇在启动后处于常闭状态，这会造成一定的导通损耗。高压大功率场合通常选用IGBT作为开关器件，常闭状态的开关管损耗是由于IGBT导通压降造成的，以型号英飞凌FF225R12ME4为例说明开关管Q₇的损耗，该种型号的IGBT的导通压降为2 V，本文设计的V_dc=600 V，即Q₇的导通损耗占总输出功率的百分比为0.33%，因此本文通过增加开关管Q₇来实现软件软启动并不会造成大的功率损耗。

2 改进型整流器的控制策略

三相不控整流模态用于高压电源的启动过程，保护模态用于过流保护，这两个模态运行在整流器的暂态过程，时间短暂，控制简单。三相可控整流模态运行在整流器的稳态，控制相对复杂。本文分析总结了预测电流型电压空间矢量脉宽调制技术(SVPWM)^[6-9]，通过预测电流型SVPWM可以简捷地实现电流内环，相应地减少程序所占用的资源，可实现较高的开关频率。采用的预测电流数字控制器实现了输入电流的闭环控制，三相输入电流能跟踪输入电压相位，使得三相电压型 PWM 整流器实现了高功率因数。PWM 整流器的电压环采用PI调节器，获得了稳定的输出电压。

预测电流SVPWM控制以整流器交流侧电压在两相静止坐标系下的两个电压分量作为指令电压，通过选择不同的开关矢量组合模式来控制开关管Q₁~Q₆的导通与关断，达到功率因数校正与稳定调节电压的目的。

三相整流器在两相静止坐标系下数学模型为：

定义变量A、B、C和N，且N=A 2B 4C。由图3所示：如果u_sx>0，则A=1，否则A=0；如果u_sy>0，则B=1，否则B=0；如果u_sz>0，则C=1，否则C=0。由此得到变量N与6个扇区的对应关系。

图4所示为指令电压u_r在第4扇区时的矢量关系图。T₀为零矢量作用的时间，T₁为基本矢量V₁的作用时间，T₂为基本矢量V₂的作用时间。由图3、图4可以解得T₀、T₁、T₂。指令电压u_r在其他扇区时的合成情况与在第4扇区类似，其大小依然在T₀、T₁、T₂3个量之中进行变化。为此，各扇区通用：

由此可以得出各个扇区进行指令电压合成时，α轴方向基本矢量作用的时间T_α和β轴方向基本矢量作用的时间T_β。

为了减小输入电流的谐波，本文采用对称式中的七段式矢量序列法，在一个开关周期内开关管总共进行了6次动作，但每次动作只涉及一个开关管，因此这种排序方式并没有产生很大的开关损耗^[9]。

在得到每个扇区中各基本矢量的作用时间后，还需要对矢量切换点进行计算，此处不再赘述。

图5为改进型三相PWM整流器控制流程图。为预设过电流保护值，为三相不控制流模态预设电压值，为三相可控整流预设电压值。

3 仿真分析

本文搭建了MATLAB/Simulink闭环仿真模型。仿真参数设置：三相电网相电压有效值为220 V，f=50 Hz，L=4 mH，C_o=3 300 μF，等效负载电阻R₁=40 Ω，故障等效负载电阻R₂=20 Ω，故障后C_o放电电阻R_S=10 Ω，=450 V，=600 V。

如图6所示，实线为电压波形，虚线为放大10倍的电流波形。0~0.42 s整流器工作在三相不控整流模态，固定开关管Q₇驱动脉冲的频率，通过调节脉宽来实现缓慢升压，在t=0.42 s时V_dc大于，整流器进入三相可控整流模态，通过SVPWM进行闭环控制，在t=0.8 s时达到，整流器进入稳态运行。在t=1 s时负载电阻突变为R₁=24 Ω，在t=1.4 s时再次进入稳态，测试抗干扰能力强。在t=1.6 s时负载电阻突变为R₁=14 Ω，输出电流Io迅速增大，超过了预设保护电流值，进入保护模态，在t=1.8 s时C_o的电压降为0，使下一次高压电源安全启动。

图7为在t=1 s时电阻突变为R₁=24 Ω，相电压u_a、相电流i_a波形(i_a放大10倍)。图7中电流波形与电压波形保持相位相同，有高的功率因数。

4 实验验证

实验条件：三相电压幅值为300 V，f=50 Hz，L=4 mH，C_o=3 300 μF，R₁=40 Ω，故障后C_o放电电阻R_S=10 Ω，=450 V，=600 V。

图8为输出电压实验波形，系统上电后，0~0.6 s之间整流器工作在三相不控整流模态。在t=0.6 s时输出电压V_dc大于，整流器进入三相可控整流模态，通过SVPWM进行闭环控制，在t=1.2 s时达到，整流器进入稳态运行，稳态误差小于2%，实现了可控的软件软启动。在t=1.5 s时负载电阻突变为R₁=24 Ω，在t=2 s时再次进入稳态，瞬态响应时间小于0.5 s，抗干扰能力强。在t=2.2 s时负载电阻突变为R₁=14 Ω，I_o迅速增大，超过了预设保护电流值，整流器进入保护模态，在t=2.45 s时将电容C_o上的电压降为0，使下一次高压电源安全启动。图9为t=1.2 s进入稳态时a相的相电压和相电流实验波形。图10为在t=1.5 s时负载电阻突变时a相的相电压和相电流实验波形。从图9、图10可知功率因数校正效果良好。

5 结论

本文设计的改进型三相PWM整流器能实现软启动，具有抗干扰能力强、功率因数高、输出电压调节范围大的优点。通过对解耦电容的电压控制来实现高压电源系统的反复启动。本文设计适用于高压大功率直流电源，如静电除尘电源三相整流。

参考文献

[1] GRASS N，ZINTL A，HOFFMANN E.Electrostatic precipitator control systems[J].IEEE Industry Applications Magazine，2010，16(4)：28-33.

[2] 曹显奇，赵明，刘海江.应用FPGA的静电除尘电源控制器设计[J].高电压技术，2008(3)：525-528.

[3] LI Z，LI Y，WANG P，et al.Control of three-phase boost-type PWM rectifier in stationary frame under unbalanced input voltage[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2010，25(10)：2521-2530.

[4] HUBER L，KUMAR M，JOVANOVI M M.Implementation and performance comparison of five DSP-based control methods for three-phase six-switch boost PFC rectifier[C].2015 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition(APEC).IEEE，2015：101-108.

[5] SOEIRO T B，FRIEDLI T，KOLAR J W.Design and implementation of a three-phase buck-type third harmonic current injection PFC rectifier SR[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2013，28(4)：1608-1621.

[6] 方宇，裘迅，邢岩，等.基于预测电流控制的三相高功率因数PWM整流器研究[J].中国电机工程学报，2006(20)：69-73.

[7] 支宝威，张晓东.三相电压型PWM整流器双闭环系统校正方法[J].电机与控制应用，2009(10)：42-45.

[8] 曹晓冬，谭国俊，王从刚，等.三相PWM整流器模型预测虚拟电压矢量控制[J].中国电机工程学报，2014(18)：2926-2935.

[9] 王从刚，何凤有，曹晓冬.三相电压型PWM整流器有限开关序列模型预测电流控制[J].电工技术学报，2013(12)：182-190.

作者信息:

杨晓光1，2，高灵虎1，2，徐林亮1，2，刘伟民1，2，金双双1，2

（1.河北工业大学省部共建电工装备可靠性与智能化国家重点实验室，天津300130；

2.河北工业大学 河北省电磁场与电器可靠性重点实验室，天津300130）